微带线拉开7H你就觉得很稳了？

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作者 | 黄刚（一博科技高速先生团队队员）
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在我们接受过的众多信号完整性理论的教诲里，关于串扰有一条原则就是带状线拉开5H，微带线拉开7H，这样做的据说能够躲开百分之90以上的串扰。今天就让高速先生通过测试验证一下微带线7H的理论，看看是不是真的那么稳！

- Q' u( f; D; e1 q本期文章的测试板参考了我们高速先生队长在上周视频中的包地理论之后，进行了进一步的延伸和扩展而设计的一款测试板。对比于视频，我们延伸的点包括了把打包地过孔的距离由视频中的400mil缩短到50mil一个过孔，另外就是在测试的频段了，由于我们高速先生的去嵌频段已经能稳定在50GHz+，因此我们能看到50GHz+的去嵌测试结果，能看到在很高频的情况下待测物的性能哈。
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9 N8 [" d$ Q7 k0 [; w9 }1 A想回顾一下我们上周高速先生队长视频的童鞋可以点击以下链接哈，不然你们可能会跟不上本期文章的节奏哦！
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https://www.bilibili.com/video/BV1ff4y1y7Ci/

好，在回顾完视频之后，我们开始了本次新测试板的研究哈。在包地和不包地的情况下，我们使两根单端线（红色）的阻抗相同，两根线的gap距离为7H，H就不用高速先生再多说是什么意思了吧。然后前面说了，我们把包地过孔的距离由视频中的400mil缩短至50mil，在这样的情况下我们来看看包地和不包地的性能到底是怎么样的哈。

50mil一个地过孔其实是包地包得非常好的一个设计了，根据视频中的描述，在400mil地过孔距离的情况下，我们的包地效果会在某些频段呈现出反谐振的效果，其实这个是因为4分之一波长阻抗变换的理论造成的。那么理论上我们把地过孔打得更密之后，会不会把反谐振的频段推到50GHz之后呢？我们先来看看包地的远端串扰结果，如下所示，的确没有出现反谐振的波动点，说明50mil一个点的情况下能保证50GHz内不出现阻抗变换的反谐振点，这个顺带补充一句，具体地过孔距离与反谐振点的关系其实是可以计算的，有空高速先生可以针对这一块详细展开，这里先不啰嗦了，我们还是回到主题先。
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那么现在你们肯定很着急想知道，如果只是拉开距离不包地的串扰是怎么样的呢？好，这次高速先生不卖关子了，直接对比如下。
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- J9 k7 R) H# |+ w  T7 N可以看到，如果包地的地过孔设计很好的话，包地的效果就出来了，在整个50GHz的频段内，包地的串扰都是优于不包地的。文章写到这里其实已经讲明白了一个设计非常好的包地，地过孔非常紧密的情况下，在同样的间距下面，包地其实还是有明显的好处的。高速先生觉得说到“明显”这两个字大家可以不太相信，不就是远端串扰的结果好几个dB而已，为什么说很明显呢？高速先生决定继续往下说。

* b; @0 H3 i* Y, P6 A7 A" t. L串扰只是它的其中一个表象，我们信号传输其实最关心的还是插入损耗，也就是到底有多少能量能去到接收端。从这个指标来说，大家可能会觉得厉害很多哈，如下所示：
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在不包地的情况下，插入损耗在10GHz之后就明显的变差，最后去到50GHz时，损耗几乎比包地多了50%。其实也很容易理解，因为能量是守恒的，串扰的能量多了，在阻抗一致，反射回源端的能量基本相等的情况下，传到接收端，也就是插入损耗肯定会变差啦。说白了就是损耗掉的能量去到了串扰那里了。
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( ~( f" m! j+ H& u  n根据这个理论，我们再对比以下这个东西，大家就会更明白了，如果只是单线，没有串扰的情况下的插入损耗又会怎么样呢？

/ C$ G8 |* R$ X2 P1 @2 s( W话不多说，直接上结果！
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# S% k: j# {( ], J: k+ ~: ~+ t: Q可以看到单线没有串扰的情况下，损耗的结果会进一步的变好。这就更说明了串扰对损耗的影响是非常大的，换句话说就是串扰消耗掉插入损耗的比例还是非常大的，尤其当串扰差于-15dB的情况下，基本上插入损耗会减小一个很大的比重。
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本期文章的信息量还是比较大的，因此高速先生最后对本文做一个总结，让大家更清晰的了解到本文想要表达的宗旨哈。
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& j. R" H" ^0 C# p1 V2 y4 a1.对于单端的微带线来说，在不包地的情况下7H其实并不稳，如果并行长度在inch级别的时候，串扰对于损耗的影响还是非常大的；
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2.一个设计很好的包地其实是能够改善串扰的，会有正面的帮助；
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3.无论是包地还是不包地，由于存在了串扰，损耗都会变差，至于变差多少就和串扰的大小成比例。

4.像单端的微带线能够走到那么高频段的情况，高速先生第一个想到的就是射频走线，像目前最高的有77GHz的毫米波，因此包地对于射频信号来说还是非常非常必要的。而相对数字信号而言，一般高速的数字信号不会是单端线，因此不在这个范围内考虑。对于微带走差分线的分析我们作为本期的问题哈。

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