DC-DC 电压转换的奥秘

美男子玩编程

“ 基于电阻的分压器、线性稳压器、降压转换器以及其他调节电压的方法。”

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市场上几乎每一种消费电子产品都会进行某种形式的直流电压转换。原因很简单：从普通电池或插座中获得的电压很少能够直接适用于电路中的每一个部分——无论是电机、液晶背光还是最新一代的数字芯片。

电路可能在你并不察觉的时候进行着电压转换。例如，典型的微控制器会有一个微小的内部电荷泵，为 EEPROM 和闪存产生更高的电压。它还可能有另一个稳压器，为 CPU 内核产生较低电压。

尽管如此，对于大多数爱好者来说，电压转换仍然是个 “黑魔法”。LM7805 或 LM317 等过时的线性集成电路出现在超现代的 32 位微控制器旁边。如果开关稳压器出现在业余爱好项目中，其设计通常是从其他地方照搬过来的，根本不考虑它是否适合手头的任务。

今天，让我们来仔细研究一下直流电压转换任务。这些电路通常使用复杂的术语和令人眼花缭乱的数学来解释，但其操作并不难掌握。
基于电阻的分压器
让我们从头开始。从已知的稳定电源导出中间电压的最简单方法是使用电阻分压器。大多数业余爱好者都熟悉的基本电路如下所示：

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在中间没有连接负载的情况下，通过 R1 和 R2 的电流必然相等；根据欧姆定律，我们知道 I = Vin / (R1 + R2)。根据同一定律，我们还知道 R1 和 R2 上会有一个与电流有关的压降；两个压降之和始终等于 Vin，中点由电阻值之比设定。如果 R1 = R2，中点的电压将为 Vin/2。很简单。

这个电路最严重的限制是，只有当通过“负载”的电流与流经 R1 和 R2 的电流相比，可以忽略不计时，它才能正常工作；一旦违反这一条件，中间的电压将取决于负载的作用。如果要为高功耗的负载提供稳定的电压，就必须采用不切实际的低电阻，从而导致通过 R1-R2 通路的损耗电流增加。

在实际应用中，最常见的是将电阻分压器作为偏置网络，为运算放大器输入端或场效应管栅极提供偏置。在这种应用中，负载的影响几乎可以忽略，电阻可能在 10 kΩ 至 100 kΩ 之间徘徊，只会产生微安级别的损耗。

如果负载在电路中或多或少地表现为恒定电阻，则可以构造出效率更高的传统分压器变体。在这种情况下，负载本身可以代替 R2 成为分压器的一部分：

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这种设计的第一个问题是，它仍然在浪费能量，只是浪费的程度不如以前。负载上电压的降低是通过 R1 阻碍电子的流动来实现的，从而将供应的部分能量转化为热量。焦耳定律给出了浪费的热量：P = IV。如果电流很大，需要降低的电压超过几分之一伏特，损耗就会变得很严重。

这种拓扑结构的另一个问题是，很少有负载能像恒定电阻一样，同时还能做一些有用的事情。特别是，无论是执行程序的集成电路，还是负载下的电机，都不符合这一要求。它们所需的电流会随着时间的推移而变化，因此它们的表观电导率/电阻率也会随之变化。由于分压器的工作取决于电阻的比值，因此产生的电压必然会出现偏差。
基本线性稳压器
解决可变电阻负载所带来的挑战的一种方法是使 R1 也可变。我们可以想象某种基于反馈的电阻电路，它根据需要导通或多或少的电阻，以保持固定的电阻比，从而使连接负载上的电压保持一致。

还记得之前一篇关于信号放大的文章的人可能会记得，这种描述与基于晶体管的电压跟随器的行为相吻合。从本质上讲，n 沟道 MOSFET 只有在其源极和栅极之间存在足够正的电压（Vgs > Vth）时才会导通。如果我们使用一个基于电阻的分压器，为这种晶体管的栅极端提供所需的电压，然后在源极端放置负载，就可能如愿以偿：

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这个电路可以用 2N7000 等通用 MOSFET 实现，但在实际应用中性能并不是特别好，因为它所接纳的电流不仅取决于栅极电压 (Vgs)，还与漏极-源极电压 (Vds) 有一定的相关性。尽管如此，在一定范围内，它还是说明了线性稳压器的基本工作原理。

我们可以尝试的第一种改进方法是放弃电阻，改用内部齐纳二极管来提供绝对电压基准。一个简化的例子是

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这里的原理是，如果二极管中流过受控电流，由于电子通过 p-n 结耗尽区所需的能量，其端子上或多或少会产生恒定的压降。换句话说，在一定的合理范围内，即使电源电压随时间波动，得出的 Vref 也是稳定的。

为了进一步改进电路，我们可以使用运算放大器作为电压监控器。该器件可检测到 Vref 和 Vout 之间的任何差值，然后将晶体管栅极的电压向相反方向移动，直到误差消失。这种反馈机制有助于消除单晶体管设计中栅极-源极电压、漏极-源极电压和漏极电流之间的不理想关系：

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反馈电阻是可选的，但它们可以使输出电压很容易地与二极管产生的基准电压成比例；例如，如果 R1 = R2，输出电压应为 2 × Vref。在实际电路中，一些反馈阻尼可能也是适当的，以防止运算放大器过于波动和放大随机高频噪声。

尽管一些互联网资料可能会说，除非有特殊癖好，你不应该在设计中经常使用它们。但无论如何，线性稳压器的工作原理就是这样的。一个花哨的可变电阻仍然是一个电阻：能量仍然按照 I x V 被浪费。但涉及微小电流或极小压降的情况可以例外。例如，精密线性稳压器是为运算放大器输入端提供偏置或为 ADC 生成基准电压的明智选择。
开关电容器转换器（电荷泵）
开关模式的稳压器通常被认为很复杂，但其工作原理却很容易解释。让我们从下面的原理图开始，它由一个可自由移动的 “飞行” 电容（Cf）和一个输出电容（Co）组成：

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如上图所示，如果我们将 Cf 连接到电源，电容器将被充电，并在其两端产生等于 Vin 的电压。该电压是电容器内部静电场存储电荷的结果，即使我们将其从电源上断开，该电压也会持续存在。您可以使用该电容器，以相同的电压为某个完全无关的电路供电一段时间。

让我们将带电的 Cf 跨接在输出电容 Co 的端子上：

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此时，假设 Co 最初并未充电，Cf 会将其部分电荷转移到 Co 上，从而在输出电容的两端产生正电压。如果这个过程重复多次，Co 将几乎充满电，电压表在 A 点和 B 点之间的读数将接近 Vin。

但请注意，输出电容器的负极（B）与正极电源轨相连。在开路情况下，不允许任何电流流动，但这意味着，如果我们将电压表连接到 A 和 C 两端，实际上测量的是 2 × Vin。这就是电压倍增器！

当然，在真正的电荷泵中，飞行电容器不会发生物理移动，而是通过四个场效应晶体管以精心编排的顺序在这些点之间进行电气切换。切换频率通常在 100 kHz 至 2 MHz 之间，由监控电路进行调节，从而促进向连接的负载进行近乎无缝的能量传输。虽然这些监控功能可以通过多种方式实现，但越来越常见的架构是由一个运行少量代码的简单微控制器来实现。

不同的输出电容排列可以实现不同的倍增比或产生负电压（最后一部分是通过将 Co 悬挂在接地轨上并来回翻转 Cf 来实现的）。另外，由于电荷转移过程是对称的，因此也可以用同样的方法来进行电压。

由于电容器能很好地控制其内部场，而且现代多层陶瓷（MLCC）在标准电荷泵工作频率下阻抗很低，因此 LM2776 等转换器 IC 具有出色的效率，在各种负载下通常都能达到 85% 以上，而且不会产生大量射频干扰。

另一方面，简单电荷泵的一个主要局限是缺乏电压调节：器件可以产生任意倍数的 Vin，但如果电源波动，转换器的输出也会波动。由于飞行电容通常选得比输出电容小，Co 的充电是逐步进行的，因此可以通过监控输出电压和改变过程的时间来实现一些粗略的调节。另一种更好但效率较低的调节方法是通过电阻限制提供给 Cf 的电流，从而对其充电状态进行更精细的控制。LTC3240 就是一个将电压调节至 +/- 5% 左右的升压型电荷泵的例子，从数据手册中可以看出，它的整体效率受到了影响。

除了电压调节程度有限之外，电荷泵的主要缺点在于其固有的不连续工作特性：从电源到负载之间从来没有直接的电流流动。再加上电荷转移路径中的晶体管数量相对较多，这意味着电荷泵的设计电流通常不会超过 300 mA。过了这个点，基于电感的设计就占了上风。
降压转换器（Buck converter）
降压转换器是最简单的电感式稳压器。它用于产生严格控制的低于电源的输出电压。电路如下：

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从本质上讲，降压转换器的控制器监控输出电压，并在输出电压低于预设水平时打开开关，从电源轨为输出电容器充电。

如果没有限制浪涌电流的方法，该电路可能会表现不稳定：电容充电过快，导致 Vout 瞬间过冲至 Vin。在充电电流路径上安装一个小电阻可能是一种解决方案，但这有点浪费。电感似乎是一个更好的选择，它通过将部分能量可逆地转移到内部磁场中来抵制电流的变化。

当监控电路首次闭合开关时，通过电感的电流会缓慢上升，从而使我们能够很好地控制电容的充电水平。但是，当开关打开时，新的问题就出现了：电感的磁场坍塌，继续推动电子沿着之前的路径前进，从而释放出存储的能量。如果没有新的路径可循，这种现象就会在电感两端产生危险的尖峰电压：开关侧为负，电容侧为正。更糟糕的是，它还会导致电场中存储的能量在非生产性的情况下耗散，使电感终究不如一个电阻。

为了解决这个问题，我们的简单降压转换器还必须包含一个巧妙放置的反向偏置二极管。一旦电感左侧为负值，二极管就开始导通，而这种情况只有在开关断开时才会发生。二极管导通后，电子会被 0 V 电压轨的塌缩磁场拉向电容和负载，最终找到有效的返回路径：

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当然，稳压器设计师必须考虑到这一额外的 “开关断开” 的电流，以防止电容过充电。不过，由于电场中存储的能量或多或少与电感的 “导通” 时间成正比，因此这种现象的大小很容易预测和控制。

降压转换器的开关效率很高，但通常只能在较窄的负载范围内达到最佳性能。损耗的一个主要来源是电感线圈的电阻；如果选择的元件成本较低，且在 PCB 上的占板面积尽可能小，那么电阻可能会很高。另一个损耗源是电感器的电磁场泄漏，这也会造成中频和高频波段的无线电干扰，使开关电源在某些应用（如无线电接收机或精密放大器）中出现轻微问题。

另一方面，降压转换器采用半连续工作方式，电流从电源直接流向负载；这意味着它们可以毫不费力地提供大电流，即使是 AP63203 这样的微型器件也能处理数安培的电流。通过电感器的电流逐渐升高也意味着可以轻松实现出色的电压调节。

需要注意的是，除了需要外接电感的 IC 外，还可以购买价格低廉的一体式模块，这些模块不需要太多的修改工作，而且简化了电路设计。CUI VXO7803-500 和 MPS mEZD71202A-F 就是两个很好的例子。
升压转换器（Boost converter）
如上一节所述，降压稳压器的局限性在于，该设备只能输出低于电源轨的电压。要产生更高的电压，就必须采用不同的方法，而最常见的方法就是升压拓扑结构：

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让我们来看看开关闭合时会发生什么。原则上，这会造成电源轨之间的短路，但在短时间内，电感会阻挡电流的流动，同时将电源的能量转移到内部磁场中。当然，这种效应很快就会减弱，因此要避免真正的短路，开关必须在很短的时间内打开。

一旦开关断开，电感的塌缩磁场就会试图维持电荷沿原来的方向流动。就像降压转换器一样，这会使线圈的左端更负，而使右端更正。

当然，较负的一端仍连接到正电源轨，因此其电位相对于电源保持不变；同时，连接到另一终端的电压将高于 Vin 的电压。这个电压峰值会导致二极管开始导通，从而允许能量转移到电容器。

重要的是，由于线圈可产生的峰值电动势远远超过 Vin，因此电容也可以充到更高的电压。事实上，如果让这一过程无限期地持续下去，电容的电压可能会达到数百伏。由此可见，输出调节至关重要。这可以通过改变电感器的 “导通” 时间来实现，从而改变每一步传输的能量。

升压转换器（如 MCP1642B/D）通常用于利用单个碱性电池为更高电压的器件供电，或为 LCD 背光等设备产生 10V 以上的电压。这些器件具有降压拓扑的大部分优缺点：需要电感器，RFI 基底面大，但可以轻松提供相当大的电流。

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