制作一个优雅的麦克风放大器

美男子玩编程

“ 如何用麦克风捕捉远距离的声音信号，同时保持设计的简洁。”

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原文转载自：https://lcamtuf.substack.com/p/building-a-decent-microphone-amplifier我们的目标是建立高保真麦克风电路，能够忠实地拾取大自然的声音、现场音乐表演或房间里的对话。这项任务比表面看起来更棘手，因为就像视力一样，我们不知道自己听力的动态范围有多大。一个人站在八英尺外说话，麦克风读数很容易就会比他站在你身边时弱 20-50 倍。在电子电路中，由此产生的微弱信号很容易被各种电子噪声淹没。
麦克风阵列、抛物面反射器和复杂的数字处理等熟悉的技术可能有助于解决一些信号问题，但一个好的麦克风和一个精心设计的放大器通常是最好的起点。
了解麦克风的灵敏度
让我们从一个看似简单的问题开始：如何测量声音强度？通常的答案是 “分贝”，但分贝并不是单位；而是对数（以10为底）刻度上的间隔。通俗地说，分贝的变化告诉我们声音功率的变化倍数，例如，±1分贝表示声音功率变化了大约1.26倍。；它并没有告诉我们所测量现象的性质，也没有解释刻度的零点。

对于声音来说，实际测量的是声波冲击耳朵的压力；其单位是帕斯卡（一个很小的 SI 单位，相当于 ~0.000145 psi）。此外，在该标尺上，“零分贝” 并不对应于完全静音，而是对应于施加 20 μPa 压力的 1 kHz 声波。之所以选择这个值，是因为它大致相当于人类听力的阈值。从这个原点出发，我们得出了两种不同的分贝声级：dB SPL，用于测量标称声压，不考虑频率；dBA，用于测量频率加权，以接近人类听力--即在低于 200 Hz 和高于 10 kHz 时急剧减弱。

如果麦克风的性能以听觉阈值为标准，那很符合逻辑了。但实际上它是在另一个任意点上定义的，这个点的声音强度大约是听觉阈值的50,000倍，即94分贝， 或 1 kHz 时的 1 Pa。这大致相当于操作一个汽油驱动的割草机或站在繁忙的高速公路旁的声音水平。一个理想中的麦克风在这样的条件下如果显示出1伏特（RMS）的输出波动，那么它的灵敏度就是0 dBV（这是第三种不同的以分贝为单位的刻度）。实际上，便宜的驻极体电容麦克风的灵敏度远达不到这个数值；常见的灵敏度值是-45 dBV，这意味着割草机引起的电压波动大约是6毫伏。

除了摇滚音乐会和建筑工地，我们想要捕捉的大多数声音都没有那么响亮；普通室内声音约为 40-50 dBA，耳语声音约为 30 dBA，自然环境声音徘徊在 20 dBA 左右。换句话说，在许多应用中，麦克风的输出只有微伏级别--如果我们一开始使用的是低质量麦克风，那么再怎么放大也无济于事。为了说明这个问题，我拍摄了以下演示片段：
为了区分不同麦克风的性能，我们可以参考一个称为等效输入噪声（EIN）的参数：这是一个假设噪声源的响度，如果将其放在无瑕疵麦克风旁边，会产生与实际设备中相同的嘶嘶声。换句话说，EIN 代表麦克风的噪声底线，比它更小的声音或多或少会被淹没。

数据手册中并不总是给出 EIN 值，但可以从更可靠的信噪比（SNR）数据中推导出来。信噪比是前面提到的 94 dBA（“割草机”）参考点与本底噪声之间的空间。转换简单明了：EIN = 94 dBA - SNR。

回到示例中：在参考录音之后，第一个使用的麦克风是 CUI CMA-6542PF，一个信噪比为 60 dBA（EIN = 34 dBA）的麦克风，大概 0.5 美元。如果您在互联网上购买普通驻极体麦克风，基本上就是这种。第二个麦克风 - PUI Audio AOM-5024L-HD-R，外观相同，售价 为3.50 美元，信噪比为 80 dBA（EIN = 14 dBA）。

显而易见，如果您正在设计耳机或对讲机，第一个麦克风是非常合理的选择；但在远场（远距离）应用中，高信噪比麦克风会带来巨大的不同，您应该多花一两美元，而不是试图在后期解决问题。
选择合适的运算放大器
在高保真音频应用中，麦克风的放大几乎都是通过运算放大器来实现的；这种器件具有线性、增益可调、频率响应可预测、器件数量少和成本低等优点。

与选择麦克风相比，运算放大器的选择并不那么重要。电路中的大部分噪声将来自麦克风；其余几乎全部是用于设置增益的反馈电阻的热噪声，如果电路屏蔽不好，还会产生射频干扰 (RFI)。至于放大器，只要不采用过时或明显不合适的设计，高端型号和低端型号的运算放大器在听觉上应该没有差别。比如具有 3 nV/√Hz 噪声和 0.00005% 总谐波失真的高端型号与只能勉强达到 10 nV/√Hz 和 0.001% THD+N 的低端型号之间差别不大（不用担心行话，我只是想说明一点）。在评估从录音室到消费者手中的每一台放大器的累积效果时，这些参数很重要。但刻意选择一款糟糕的芯片是没有意义的，也没有必要为发烧级 IC 支付过高的费用。

在选择运算放大器时，重要的是其增益带宽积（unity gain bandwidth），这是一个重要的限制因素。虽然人耳可听到的频率只延伸到大约20 kHz，但运算放大器的带宽必须与所需的放大比例成比例地降低。我们稍后将讨论精确的计算公式。对于单级设计，一个经验法则是至少瞄准10 MHz的带宽。如果使用的是增益较低的多级放大，或者对较高的频率不感兴趣（例如，在处理家庭自动化设备中的语音命令时），带宽较低也没关系。

其余考虑因素包括电源电压、输出电流容量、轨至轨输出或压摆率。这些都是相当标准的，应根据具体应用进行选择。对于大多数耳机来说，大约50 mA的输出应该足够了；大约1毫安的电流足以驱动便携式录音机和桌面电脑的“线路输入”信号。

在本文的大部分原理图中，使用的是 OPA1656 - 德州仪器公司提供的一款相当出色的放大器。尽管如此，之所以选择该芯片，并不仅仅因为其出色的噪声或带宽规格，还因为其合理的成本（每个运算放大器约 1.25 美元）。其他在相同价位上的合理选择包括MAX4232、OPA2322和OPA2323。
电路结构初稿互联网上发布的许多业余麦克风放大器电路都过于复杂，这通常是因为它们依赖于过时的器件和陈旧的设计范式。如果麦克风可以靠近放大器，最简单的设计就是单电源、单端跨阻抗放大器（TIA）--这种电路基本上是将流经麦克风的电流直接转换为输出电压：

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驻极体麦克风可以被视为一个由声音控制的电流调制设备。它由一个带电的振膜和一个场效应晶体管（FET）的栅极相连组成，因此其阻抗会随着声波的变化而变化。在这个电路中，流过麦克风的电流可以通过 4.7 kΩ 电阻器产生；同时交流电流也可以很容易地流过 2.2 μF 电容。该电容可阻挡直流电，但对交流电的阻抗较低。

在稳态下，运算放大器会达到 Vout = Vin- = Vin+ = Vdd / 2 附近的平衡。场效应晶体管电导率的瞬态变化会打破这种平衡，导致瞬间电流通过 2.2 μF 电容，并使运算放大器反相脚的电压失调。当这种情况发生时，运算放大器的输出就会向相反的方向摆动--为了恢复平衡，它需要摆动得足够大，使通过反馈电阻器 (Rf) 的电流与流过输入电容器的电流相匹配。实际上，电路就像一个电流-电压放大器，其增益等于 Rf 的值（欧姆）。
跨阻放大器带宽
在前面关于信号放大的文章中，我们谈到了电压-电压放大器。在电压-电压放大器中，通过将输出信号的幅度降低并反馈到集成电路（IC）的负输入端来实现闭环信号放大。这会导致输出信号上的微小电压变化（这些变化是反馈控制机制的一部分）被衰减。这些微小的电压变化是放大器唯一放大的内容，减少它们的幅度相当于减少芯片的内部增益，最终可能使增益低于1。

跨阻放大器在低频率时理论上具有无限的增益。如果输入端连接到一个纯电流源，一旦通过反馈电阻Rf的电流足够，就没有什么能进一步衰减反馈环中的控制微调。无论Rf是10 kΩ还是1 MΩ，电压都能通过。

实际上，电阻自身有一定的电容（在飞法拉范围内），但更重要的是，输入端几乎总是存在较大的并联（旁路）电容。即使只有10皮法（pF），这个寄生电容在足够高的正弦波频率下会变成低阻抗路径。这时，它开始减少反馈环中的电压，就像在电压-电压放大器中一样，导致放大器最终失去内部增益。
换句话说，TIA 的带宽仍会根据配置的放大比率按比例减小，但最大截止频率的计算公式有所不同。此外，跨阻放大器通常比电压-电压放大器有更强的速度优势。

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其中 是运算放大器的增益带宽积（从规格书中获得）， 是输入端的并联（旁路）电容，包括运算放大器的寄生电容。在驻极体麦克风电路中，输入电容通常非常小，因此一个增益带宽积为10 MHz的运算放大器即使在Rf值接近1 MΩ时也能提供超过100 kHz的可用带宽。
改善设计
这种基本电路可以工作，但有一些局限性。最主要的问题是它倾向于放大电源纹波和存在于高阻抗Vin+腿上的射频干扰（RFI）。在电池应用中，为了节省电能，分压器的电阻值越高，干扰就越明显；100 kΩ 比 10 kΩ 的干扰要严重得多。这些问题可以通过在非反相脚上添加一个去耦电容器来缓解，以 “缓冲” 电压，减少抖动。

麦克风引线和 PCB 线路也会产生无线电干扰，反馈电阻 (Rf) 也会产生一些宽带热噪声。这些信号的大部分能量都在人耳可听频率之外，但由于电路中的各种特殊情况非线性，它们可能表现为嘶嘶声或尖叫声。最简单的解决方案是在反馈电阻器上并联一个低通电容，选择性地降低高频增益。电容的阻尼作用还能降低因 Cin 而产生振铃的可能性，尽管在这种特殊电路中，输入电容的阻尼很小。

允许给定fpass频率在没有显著衰减的情况下被放大的最大反馈电容值由以下公式给出：

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在我们的电路中，2 至 20 pF 左右通常是一个很好的起点，具体取决于 Rf 的值。接近 100-300 pF 的电容会产生相当明显的低通效应，使音频变闷。这就好比将音频设备上的 “高音” 设置到尽可能低的值，或者用纸箱蒙住头来听。这对语音来说是个明智的选择，因为语音的频率不会超过 4 kHz，但对莫扎特或巴赫来说就不一定了。

最后一项调整是在输出脚上加入一个相对较小的电阻器；在大多数情况下，大约 47-100 Ω 的电阻就足够了。电阻限制了运算放大器的峰值电流，从而减少了电路连接电容或电感负载时反馈信号的失真：

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还可以使用多阶段低通滤波器进一步改进；例如MAX291，这种滤波器可以在不显著影响低频信号的情况下，进一步减少麦克风的噪声（嘶嘶声）。
一些麦克风电路还包含一个可选的高通滤波器，其截止频率大约在100-150赫兹。高通滤波器的作用是允许高频信号通过，同时阻止低频信号。这样做虽然可能会降低声音的保真度，但可以减少户外环境中风的低频隆隆声（rumbling wind noise）。
哎哟！我的耳朵上图中的电路 R1 约为 470 kΩ，并配有高 SNR 麦克风，可为佩戴者提供超人的听力：该设备可接收其他房间的谈话声和脚步声，并能极大地放大自己的呼吸声或肢体动作声；如果加上抛物面反射器，效果会更加显著。反过来说，这种装置太容易被正常声音过度驱动；仅仅敲击工作台就会发出震耳欲聋的噪声。

解决这一问题的最简单方法是用电位器取代反馈电阻器；调节范围约为 10 kΩ 至 500 kΩ，足以满足大多数需求。这种手动增益控制方法效果很好，是专业音响的首选，但如果音量随时间不断波动，这种方法可能会很麻烦。同样重要的是，如果用耳机监听现场音频，这种方法无法防止意外的巨响。我不建议这样做，但如果你想试试耳机，一定要非常小心，或者做好承受痛苦的准备。

更复杂的解决方案是自动增益控制 (AGC)：一种监测输出信号幅度的方法，然后迅速调整电阻，将音频保持在所需的范围内。监测部分相当简单，一种可能的方法是：

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每当输入信号达到正峰值时，电容就会通过输入电阻和肖特基二极管充电，从而导致输出电压上升；如果没有高于电容当前电压的峰值，电荷就会通过右侧相对较大的电阻缓慢耗散。可以选择电阻和电容来平衡电路的响应时间。

AGC 电路的第二部分--压控电阻器--这部分比较难以构建。一些早期的解决方案依赖于放置在光敏电阻旁边的灯泡或发光二极管。另一种直接的方法是使用场效应晶体管，但通常需要另一个运算放大器来实现反馈，并保持一定的线性度。

如今，模拟技术在很大程度上已不再受青睐：更常见的做法是采用配备 ADC 的微控制器对输出信号进行持续采样，根据软件定义的标准检测过载情况，然后与 MCP4131 等器件进行通信。MCP4131 是一款价值 0.90 美元的 SPI 控制数字电位器，可提供 128 种电阻设置。这种设计还允许在自动和手动增益之间无缝切换，或定制对不同类型噪声的响应。

基于数字电位器的 AGC 结构略微简化如下：

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为了便于阅读，我省略了三个芯片的电源电压和去耦电容，以及 OPA2322 的“+”引脚的分压器。

在新设计中，运算放大器集成电路的前半部分为驻极体麦克风提供固定的（相对适中的）电流电压放大比，而后半部分则实现了由 MCU 控制的可变增益电压放大器。由于每级涉及的反馈电阻较小，因此低通电容器按比例增大。

下图所示为该电路的组装版，采用了经济实惠的 AVR64DD32 微控制器：

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该项目的源代码和用于制造的 PCB 文件可在此处找到：
https://lcamtuf.coredump.cx/soft/embedded/dogomatic.tgz

元件数量还可以进一步减少。例如，有一种可编程增益运算放大器（PGA），可在单个封装中集成数字转换器和放大器。最新的 AVR DB 系列微控制器就直接在微控制器芯片上封装了一对 PGA，不过它们的规格似乎还不足以满足高保真要求。
等等......你为什么要改用 OPA2322？
说得好！在本文的前几个原理图中，我使用的是 OPA1656 - 一种专为高保真音频设计的出色、低成本放大器。在最后的 AGC 电路中，我用它的近亲（引脚兼容）OPA2322（现已被 OPA2323 取代）取而代之。原因何在？

这要归结于 OPA1656 的一个不起眼的设计特性。与其他一些低噪声运算放大器类似，该集成电路的输入引脚上也有一对保护二极管，如德州仪器公司提供的图纸所示：

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在正常情况下，运算放大器电路中负反馈回路的使用可确保两个输入电压紧密跟踪。但在某些情况下，比如启动时或者猛烈撞击麦克风时，两个输入电压的差值可能会短暂地跳升到大约600毫伏以上，这足以使保护二极管导通。

在文章前面介绍的单放大器设计中，这种瞬时低电流短路不会造成任何问题。但在建议的两级 AGC 电路中，可能会出现更严重的问题。在第 2 级放大器输入端之间流过的短暂电流会将共享的相对高阻抗 Vdd / 2 线路拉高或拉低，从而反向反馈到第 1 级。出现这种情况时，第 1 级的输出会突然向同一方向偏移，从而扩大第 2 级输入端的电压差，形成正反馈回路。

解决这个问题的方法有很多，不一定需要放弃使用OPA1656。最简单的解决方案是为每个放大器设置独立的Vdd / 2电压分压器。但作者在设计PCB之后才发现这个问题，因此选择一个现成的、没有这个问题的集成电路也是一个合理的选择。


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